微波点对点链路是无线移动网络的一个组成部分，它提供 了基站(BTS/Nodes)与无线控制器(BSC/RNCs)之间的回传 能力，这种架构采用光纤链接成本较高，全球超过半数都 采用这种微波链接。受市场向智能手机转移的趋势驱动， 近期移动网络流量的迅猛增涨，如视频流等数据需求大大 增强，同时也对现有微波回传设备的容量造成了压力。为 了使回传网络上的数据吞吐量适应LTE与LTE-Advanced的 需求，下一代微波链路需要：

• 朝着越来越高次的数字调制迈进，从如今的QAM256 到未来的QAM4096，从而使一个固定信道分配的容 量增加50%。

• 在传统频带6 GHz至42 GHz内，支持从56 MHz提升至 112 MHz的信道分配。如果载波信噪比(CNR)保持恒 定，则信道带宽每增加一倍，数据吞吐率能力就会 成比例增加。

• 采用如极化分集、信道集合，N × N线的多路输入多 路输出(MIMO)等技术。

通信系统设计的典型特征就是吞吐力的提升是需要付出一 定代价的。要同时支持更高的QAM和信道带宽，微波链路 就必须具备更大的动态范围能力以确保所需的最小EVM 性 能，特别是QAM大小或带宽每增加一倍会造成接收器灵敏 度降低3dB。微波设备必须保持灵活性，因此在支持所有可能的工况时需要一些额外的考虑，同时也要简化接收滤 波器和AGC需求以提高性能降低成本。

另一个行业发展趋势是完全户外单元(ODU)的出现，其中 一体式无线电调制解调器、收发器、开关/多路复用单元和 流量接口集成在一个独立的盒子中，并安装在信号塔或其 他类似的建筑上。新基站CAPEX/OPEX和现有基站的空间 限制都推动这一趋势的发展。传统的分离式户内(IDU)/户 外(ODU)系统将微波/射频部件放置在ODU中，通过同轴 电缆将其与设备房内(IDU)的另一部分系统连接。同轴电 缆最高长度可达300米并进行双向通信，通过一个双工器 将中心频率140 MHz的接收器中频信号，从频率中心分布在 340 MHz-400 MHz的发送器中频信号中分离出来。

虽然这一趋势值得关注，但无论是目前还是可预见的将 来，大多出货的微波设备仍然是既有的分离式IDU/ODU系 统。这将有益于推动以设计再利用为目的的后端调制解调 器结构，这个结构支持原有系统以及下一代ODU平台。工 作在1.5 GSPS以上时钟速率的高速DAC和ADC技术的进步 使支持4096 QAM及以上的高中频QAM信号的合成与数字 化成为可能。有了高动态范围和高过采样率，不仅无需使 用传统模拟I/Q实施所需的正交误差校正，同时使得数字 域的大多数滤波器也得以实现，从而减少了补偿所需的模 拟滤波器和数字均衡器的数量。在发射器的信号路径端， 为了合成宽带QAM信号，AD9142和AD9136AD6676发布。

AD6676是业界首款基于带通-型ADC的带宽中频接收机 子系统(图1)，支持高达160 MHz的中频信号带宽，内部时 钟频率高达3.2 GHz。Σ-ΔADC的高过采样能力简化了中频 模拟滤波的要求，而这些滤波器在低采样率的ADC是需要 用来抑制相邻信道(和干扰/阻塞)，否则这些信号会混迭回 到IF信号上，从而减小了接收器灵敏度性能。另外，具有 –160 dBFS/Hz的NSD底(窄带宽QAM信道)的ADC高动态范 围会减少双工发送接收机的隔离要求或衰减补偿的模拟 AGC范围。AD6676包含一个片上27 dB数字衰减器，精度 为1 dB，用于校正初始器件公差和同轴电缆损耗变化引起 的静态增益误差。

我们先来看一下AD6676中频接收器子系统协同AD9136这 样的高速DAC，是如何极大简化传统IDU收发器并同时提 高它的性能的。图2上层接收器链路显示一个直接转换方 式，用来支持140 MHz和400 MHz的典型低中频接收器和收 发器。直接转换收发器架构的挑战有文档可查，但可以通 过I/Q平衡校正、直流偏置校正、可调节基带I/Q滤波，以 及抑制发射器漏信号的双工器设计进行克服。然而支持最 大56 MHz信道带宽和256 QAM的传统IDU接收器已经量产， 若需要更大容量而将信道带宽增加2倍，QAM等级提升8倍 都是对直接转换架构的重大挑战。高速ADC/DAC技术最 新进展有望由数字化IDU取代传统方法，如图2所示。图2 下半部分收发器方案仅需4个ICs，具有显著宽松的滤波要 求，实现近乎完美的性能。

在发送器侧，像工作在1.6 GSPS时钟速率下AD9136这样的 高速DAC可以合成一个EVM性能优异且以中频为中心频率 的112 MHz，1024 QAM信号，这样可以将多数发送器链路 误差预算预留给ODU(其中相位噪声和线性的累加效应将 导致大多数EVM的降低)。同时需要一个低通滤波器来抑 制1.2 GHz处的第一个DAC镜像跌落，相对需要滤除落在 1.2 GHz处的I/Q调制器的三次LO镜像的谐波抑制滤波器， 可以放宽到12 dB。用来克服线缆损耗的发送功率控制已在 AD9136中实现，QAM信号EVM性能超过15 dB范围，衰减 可忽略。

在接收器侧，112 MHz，1024 QAM信道被AD6676以具有卓 越的动态范围和精确性来进行数字化，即使存在大量因双 工滤波器宽泛带来的传输漏信号，如图3所示。在这个示 例中，AD6676的配置支持112 MHz带宽，其衰减器设置为 3 dB，这样使得进入HMC740前置放大器中有效的RTI NF保 持在10 dB左右。图3中左曲线是AD6676Σ-Δ型ADC数据输 出的快速傅里叶变化结果(仅用于演示目的)，其中，发射 器–26 dBm漏信号中心在400 MHz，混合了一个143 MHz处 –17.2dBm的连续单音信号作为代表。注意，可调节带通Σ-Δ型ADC的固有噪声整形在中心位 于期望中频的高动态范围区域内是十分明显的(高至 –160 dBFS/Hz)。图三中的右侧曲线是以中频信号为零中心 的16位，200 MSPS I/Q数据经过数字转换和16×抽样滤波后 的快速傅里叶变化结果。注意，数字滤波器提供的+85 dB 抑制用来去除带外噪声和混迭返回到112 MHz通带的发射 器漏信号。落在112 MHz通带以外的残余整形噪声由调制 解调器的RRC滤波器去除。 

–2 dBFS的连续大信号测试条件下的带内噪声是–68.6 dBFS。 如果用峰值到均方根值为10 dB的全比例1024 QAM Rx信号 来替代连续单音，则需要7 dB的额外回退来防止ADC畸变。 这种情况下，接收器IDU的输入功率将在–9 dBFS(或者 –24.2 dBm)，建议接近60 dB的CNR。针对双工滤波器的简 化设计，当前双工发送器到接收器的抑制大致略为20 dB， 以此抑制–6 dBm的接收器信号，因此前置放大器输入会出 现–26 dBm。对于IDU和ODU之间有较短电缆部署的情况， AD6676的衰减器可以增强以容许ODU具有更高的QAM。

非期望的邻近信号出现时，需要在低灵敏度(BER < 10-6， 带FFC使能)时恢复QAM信号的IDU接收器能力是一个非常 重要的指标。可能最苛刻的测试(根据ETSIEN 301 390 V1.2.1) 是：一个具有比QAM信号高30 dB能量的连续干扰单音(阻 断)被放置在所期望QAM信号的2.5×信道偏置处。注意： 现今接收器中使用的可调或开关组滤波器大多由这一规格 驱动，这是因为调制解调器必须支持3.5 MHz到56 MHz的 信道带宽。之前的示例代表了下一代112 MHz信道带宽， 我们可以假设邻近的连续干扰被112 MHz以上的固定信道 滤波器有效抑制，并在ODU RF链路内最后一次转换完成前 实现镜像抑制。事实上，这一滤波器仍为28 MHz到56 MHz 信道带宽提供70 MHz到140 MHz偏置的有效阻隔抑制。若 信道带宽为14 MHz或更低，连续单音将会落在滤波器的通 带范围中，因此需要在140 MHz处增加额外带通滤波器来 进行抑制，或由ADC进行数字化后再数字滤波。

基于AD6676的IDU接收器架构具有即时动态范围，支持无 额外滤波器的方案。图4显示了与图3相同接收器链路的 AD6676快速傅里叶变化的频率响应，唯一区别在于-型 ADC的可调带宽降低至56 MHz。在这一示例中， 175 MHz (或35 MHz偏置)处的–32 dBm 连续单音(或–32 dBm偏置)将 增加到400 MHz处存在的–26 dBm传输漏信号上。连续单音 响应在AD6676可见的–17 dBFS输入水平等级，并在最低灵 敏度(CNR = 36 dB)时的设置比–47 dBFS、1024 QAM高30 dB。 连续干扰单音额外增加15 dB，则突出的过设计裕量可能有 助于微波/射频电路的噪声分配。在没噪声阻隔器的情况 下，期望的1024 QAM信号可能增加38 dB，从而为IDU接收 器提供额外的动态范围以处理信号衰减。 

AD6676提供给IDU设计的高动态范围优势，这也对ODU接 收器的设计有利。图5显示了AD6676如何应用于18 GHz至 23 GH的ODU接收器链路，该链路由一个诸如ADL5801均衡射频混频器、诸如HMC966的微波镜像抑制混频器和诸 如ADL5246射频VGA组成。注意：其余6 GHz至43 GHz范 围的微波带宽可以选择不同微波镜像抑制混频器、微波锁 相环和可能的第一个中频频率。在没有电缆限制中频选择 的全UDU情况下，可以将AD6676设置成较高的中频频 率，比如300 MHz，以进一步简化镜像抑制的射频滤波器 要求。如果任何混频器杂散分量更大，则需要额外抑制， AD6676可以与RF混频器直接接口，或通过简单的三次低通 修平滤波器接口。1960 MHz的RF滤波器专用于支持最高至 112 MHz的信道带宽。如果将AD6676的衰减器设置为0 dB， 在56 MHz的带宽信道上，ADL5801和AD6676的合成噪底将 会低于–157 dBFS/Hz，等效NF为17 dB。ADL5246和HMC966 默认总转换增益可以与ADL5801/AD6676即时动态范围一 起进行初始优化，故而数字解调器追踪初始衰减(由标称的 接收器输入电源处)。可以设置ADL5246的阈值，因此当解 调器接收器的BER低于特定QAM信号的预设水平以下时开 始增加增益。这一混合方法只会在输入信号非常低时激活 RF AGC，以此改善接收器的最低灵敏度。 

总结：

下一代微波点对点接收器需要支持3.5 MHz到112 MHz信道 带宽，拥有高动态范围，从而在更宽的衰减边界内支持越 来越高的M-QAM。AD6676中频接收器子系统能使普通的 微波点对点平台支持既有的IDU/ODU分离式系统和全新的 ODU平台。对于IDU/ODU分离式系统，其突出的高动态 范围可以在系统出现临近的干扰信号时，不需要复杂可调 或庞大的开关组滤波器，就可以保证优秀的调制精度 (EVM)。而对于完全的ODU系统，拥有高瞬时动态范围(带 混频器直接接口)降低了追踪衰减所需要的RF AGC范围，并 简化了RF滤波要求。AD6676为4.3 × 5.0 mm、80引脚WLCSP 封装，可以在2.5 V或1.1 V的电压下工作。

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